1  引言

    隨著電子設備的大量應用，電源在這些設備中的地位越來越重要，而開關變換器由于體積小、重量輕、效率高等特點，在電源中占的比重越來越大。開關電源大多工作在高頻情況下，在開關器件的開關過程中，寄生元件（如寄生電容、寄生電感等）中能量的高頻變化產(chǎn)生了大量的電磁干擾（Electromagnetic Interference，EMI）。

    EMI信號占有很寬的頻率范圍，又有一定的幅度，經(jīng)過在電路、空間中的傳導和輻射，污染了周圍的電磁環(huán)境，影響了與其它電子設備的電磁兼容（Electromagnetic Compatibility）性。隨著近年來各國對電子設備的電磁干擾和電磁兼容性能要求的不斷提高，對電磁干擾以及新的抑制方法的研究已成為開關電源研究中的熱點。

    本文對電磁干擾產(chǎn)生、傳播的機理進行了簡要的介紹，重點總結(jié)了幾種近年來提出的抑制開關電源電磁干擾產(chǎn)生及傳播的新方法。
開關電源的電磁干擾對電子設備的性能影響很大，因此，各種標準對抑制電源設備電磁干擾的要求已越來越高。對開關電源中電磁干擾的產(chǎn)生機理做了簡要的描述，著重總結(jié)了幾種近年提出的新的抑制電磁干擾的方法，并對其原理、應用做了簡單介紹。

2  電磁干擾的產(chǎn)生和傳播方式

    開關電源中的電磁干擾分為傳導干擾和輻射干擾兩種。通常傳導干擾比較好分析，可以將電路理論和數(shù)學知識結(jié)合起來，對電磁干擾中各種元器件的特性進行研究；但對輻射干擾而言，由于電路中存在不同干擾源的綜合作用，又涉及到電磁場理論，分析起來比較困難。下面將對這兩種干擾的機理作一簡要的介紹。

2.1  傳導干擾的產(chǎn)生和傳播

    傳導干擾可分為共模（Common Mode-CM）干擾和差模（Differential Mode-DM）干擾。由于寄生參數(shù)的存在以及開關電源中開關器件的高頻開通與關斷，使得開關電源在其輸入端（即交流電網(wǎng)側(cè)）產(chǎn)生較大的共模干擾和差模干擾。

2.1.1  共模（CM）干擾

    變換器工作在高頻情況時，由于dv/dt很高，激發(fā)變壓器線圈間、以及開關管與散熱片間的寄生電容，從而產(chǎn)生了共模干擾。如圖1所示，共模干擾電流從具有高dv/dt的開關管出發(fā)流經(jīng)接地散熱片和地線，再由高頻LISN網(wǎng)絡（由兩個50Ω電阻等效）流回輸入線路。

圖1  典型開關變換器中共模、差模干擾的傳播路徑

    根據(jù)共模干擾產(chǎn)生的原理，實際應用時常采用以下幾種抑制方法：

    1）優(yōu)化電路器件布置，盡量減少寄生、耦合電容。

    2）延緩開關的開通、關斷時間。但是這與開關電源高頻化的趨勢不符。

    3）應用緩沖電路，減緩dv/dt的變化率。

2.2.2  差模（DM）干擾

    開關變換器中的電流在高頻情況下作開關變化，從而在輸入、輸出的濾波電容上產(chǎn)生很高的di/dt，即在濾波電容的等效電感或阻抗上感應了干擾電壓。這時就會產(chǎn)生差模干擾。故選用高質(zhì)量的濾波電容（等效電感或阻抗很低）可以降低差模干擾。

2.2  輻射干擾的產(chǎn)生和傳播

    輻射干擾又可分為近場干擾〔測量點與場源距離<λ/6（λ為干擾電磁波波長）〕和遠場干擾（測量點與場源距離>λ/6）。由麥克斯韋電磁場理論可知，導體中變化的電流會在其周圍空間中產(chǎn)生變化的磁場，而變化的磁場又產(chǎn)生變化的電場，兩者都遵循麥克斯韋方程式。而這一變化電流的幅值和頻率決定了產(chǎn)生的電磁場的大小以及其作用范圍。在輻射研究中天線是電磁輻射源，在開關電源電路中，主電路中的元器件、連線等都可認為是天線，可以應用電偶極子和磁偶極子理論來分析。分析時，二極管、開關管、電容等可看成電偶極子；電感線圈可以認為是磁偶極子，再以相關的電磁場理論進行綜合分析就可以了。

    圖2是一個Boost電路的空間分布圖，把元器件看成電偶極子或磁偶極子，應用相關電磁場理論進行分析，可以得出各元器件在空間的輻射電磁干擾，將這些干擾量迭加，就可以得到整個電路在空間產(chǎn)生的輻射干擾。關于電偶極子、磁偶極子，可參考相關的電磁場書籍，此處不再論述。

圖2  Bosst電路在三維空間的分布

    需要注意的是，不同支路的電流相位不一定相同，在磁場計算時這一點尤其重要。相位不同一是因為干擾從干擾源傳播到測量點存在時延作用（也稱遲滯效應）；再一個原因是元器件本身的特性導致相位不同。如電感中電流相位比其它元器件要滯后。遲滯效應引起的相位滯后是信號頻率作用的結(jié)果，僅在頻率很高時作用才較明顯（如GHz級或更高）；對于功率電子器件而言，頻率相對較低，故遲滯效應作用不是很大。

3  幾種新的電磁干擾抑制方法

    在開關電源產(chǎn)生的兩類干擾中，傳導干擾由于經(jīng)電網(wǎng)傳播，會對其它電子設備產(chǎn)生嚴重的干擾，往往引起更嚴重的問題。常用的抑制方法有：緩沖器法，減少耦合路徑法，減少寄生元件法等。近年來，隨著對電子設備電磁干擾的限制越來越嚴格，又出現(xiàn)了一些新的抑制方法，主要集中在新的控制方法與新的無源緩沖電路的設計等幾個方面。下面分別予以介紹。

3.1  新的控制方法—調(diào)制頻率控制

    干擾是根據(jù)開關頻率變化的，干擾的能量集中在這些離散的開關頻率點上，所以很難滿足抑制EMI的要求。通過將開關信號的能量調(diào)制分布在一個很寬的頻帶上，產(chǎn)生一系列的分立邊頻帶，則干擾頻譜可以展開，干擾能量被分成小份分布在這些分立頻段上，從而更容易達到EMI的標準。調(diào)制頻率（Modulated Frequency）控制就是根據(jù)這種原理實現(xiàn)對開關電源電磁干擾的抑制。(信息來源www.dqjsw電氣自動化技術網(wǎng)）

    最初人們采用隨機頻率（Randomized Frequency）控制，其主要思想是，在控制電路中加入一個隨機擾動分量，使開關間隔進行不規(guī)則變化，則開關噪聲頻譜由原來離散的尖峰脈沖噪聲變成連續(xù)分布噪聲，其峰值大大下降 。具體辦法是， 由脈沖發(fā)生器產(chǎn)生兩種不同占空比的脈沖，再與電壓誤差放大器產(chǎn)生的誤差信號進行采樣選擇產(chǎn)生最終的控制信號 。其具體的控制波形如 圖3(a)所 示 。

(a)  隨機頻率控制原理波形圖

(b)  調(diào)制頻率控制原理波形圖

圖3  兩種不同的頻率調(diào)制波形

    但是，隨機頻率控制在開通時基本上采用PWM控制的方法，在關斷時才采用隨機頻率，因而其調(diào)制干擾能量的效果不是很好，抑制干擾的效果不是很理想。而最新出現(xiàn)的調(diào)制頻率控制則很好地解決了這些問題。其原理是，將主開關頻率進行調(diào)制，在主頻帶周圍產(chǎn)生一系列的邊頻帶，從而將噪聲能量分布在很寬的頻帶上，降低了干擾。這種控制方法的關鍵是對頻率進行調(diào)制，使開關能量分布在邊頻帶的范圍，且幅值受調(diào)制系數(shù)β的影響（調(diào)制系數(shù)β=Δf/fm，Δf為相鄰邊頻帶間隔，fm為調(diào)制頻率），一般β越大調(diào)制效果越好[2][3]，其控制波形如圖3(b)所示。

    圖4即為一個根據(jù)調(diào)制頻率原理設計的控制電路。各種控制方法可以在不影響變換器工作特性的情況下，很好地抑制開通、關斷時的干擾。

圖4  一個典型的調(diào)制頻率控制電路

3.2  新的無源緩沖電路設計

    開關變換器中電磁干擾是在開關管開關時刻產(chǎn)生的。以整流二極管為例，在開通時，其導通電流不僅引起大量的開通損耗，還產(chǎn)生很大的di/dt，導致電磁干擾；而在關斷時，其兩端的電壓快速升高，有很大的dv/dt，從而產(chǎn)生電磁干擾。緩沖電路不僅可以抑制開通時的di/dt、限制關斷時的dv/dt，還具有電路簡單、成本較低的特點，因而得到了廣泛應用。但是傳統(tǒng)的緩沖電路中往往采用有源輔助開關，電路復雜不易控制，并有可能導致更高的電壓或電流應力，降低了可靠性。因此許多新的無源緩沖器應運而生，以下分別予以總結(jié)介紹。

3.2.1  二極管反向恢復電流抑制電路

    對于圖5(a)的Boost電路，Q1開通后，D1將關斷。但由于此前D1上的電流為工作電流，要降為零，其dv/dt將很高。D1的關斷只能靠反向恢復電流尖峰，而現(xiàn)有的抑制二極管反向恢復電流的方法大多只適用于特定的變換器電路，而且只對應某一種的輸入輸出模式，適用性很差。國外有人提出了圖5(b)的電路[6]，可以較好地解決這一缺陷。

    圖5(b)的關鍵在于把一個輔助二極管（D2）、一個小的輔助電感（L2）與主功率電感（L1）的部分線圈串聯(lián)，然后與主二極管（D1）并聯(lián)。其工作原理是，在Q1開通時，利用輔助電感及輔助二極管構(gòu)成的輔助電路進行分流，使主二極管D1上的電流降為零，并維持到Q1關斷。由于電感L2的作用，輔助二極管D2上的反向恢復電流是很小的，可以忽略。

(a)  Boost電路

(b)  二極管反向恢復電路

圖5  Boost電路及其二極管反向恢復電路

    這種方法除了可用于一般的變換器電路，以限制主二極管的反向恢復電流，還可以用在輸入輸出整流二極管的恢復電流抑制上。圖6是這種應用的舉例。這種技術應用在一般的電源電路里，都可以獲得有效抑制反向恢復尖峰電流、降低EMI、減少損耗提高效率的效果。

(a)   輸入整流電路

(b)  輸出整流電路

圖6  輸入輸出整流二極管反向恢復電流抑制電路

3.2.2  無損緩沖電路

    在變換器電路中，主二極管反向恢復時，會對開關管造成很大的電流、電壓應力，引起很大的功耗，極易造成器件的損壞。為了抑制這種反向恢復電流，減少損耗，而提出了一種無損緩沖電路[5]，如圖7所示。

圖7  無損緩沖電路

    其主要工作原理是，主開關Q開通時的di/dt應力、關斷時的dv/dt應力分別受L1、C1所限制，利用L1、C1、C2之間相互的諧振及能量轉(zhuǎn)換，實現(xiàn)對主二極管D反向恢復電流的抑制，使開關損耗、EMI大大減少。不僅如此，由于開通時C1上的能量轉(zhuǎn)移到C2，關斷時C2和L1上的能量轉(zhuǎn)移到負載，這種緩沖電路的損耗很低，效率很高。

3.2.3  無源補償技術

    傳統(tǒng)的共模干擾抑制電路如圖8所示。為了使通過濾波電容Cy流入地的漏電流維持在安全范圍，Cy的值都較小，相應的扼流線圈LCM就變大，特別是由于LCM要傳輸全部的功率，其損耗、體積和重量都會變大。應用無源補償技術，則可以在不影響主電路工作的情況下，較好地抑制電路的共模干擾，并可減少LCM、節(jié)省成本。

圖8  共模干擾濾波器

    由于共模干擾是由開關器件的寄生電容在高頻時的dv/dt產(chǎn)生的，因此，用一個額外的變壓器繞組在補償電容上產(chǎn)生一個180°的反向電壓，產(chǎn)生的補償電流再與寄生電容上的干擾電流迭加，從而消除干擾。這就是無源補償?shù)脑怼?/P>

    圖9(a)為加入補償電路的隔離式半橋電路。由于半橋、全橋電路常用于大功率場合，濾波電感LCM較大，所以補償?shù)男Ч麜黠@。該電路在變壓器上加了一個補償線圈Nc，匝數(shù)與原邊繞組一樣；補償電容CCOMP的大小則與寄生電容CPARA一樣。這樣一來，工作時的Nc使CCOMP產(chǎn)生一個與CPARA上干擾電流大小相同、方向相反的補償電流，迭加后消除了干擾電流。補償線圈不流過全部的功率，僅傳輸干擾電流，補償電路十分簡單。

    同樣，對于圖9(b)中的正激式電路，利用其自身的磁復位線圈，可以更加方便地實現(xiàn)補償。無源補償技術還可以應用于非隔離式的變換器電路中，如圖10所示，原理是一樣的。

(b)  帶補償電路的正激電路

(a)  帶補償電路的隔離式半橋電路

圖9  兩種無源補償電路

(a) Boost電路

(b)  Buck電路

圖10  帶補償電路的非隔離式Boost、Buck電路

    需要注意的是，無源補償技術有一定的應用條件，它受開關電流、電壓的上升、下降時間，以及變壓器結(jié)構(gòu)等因素的影響，特別當變壓器的線間耦合電容遠大于寄生電容時，干擾電流不經(jīng)補償線圈而直接進入大地，此時抑制效果就不很理想。

4  結(jié)語

    產(chǎn)生噪聲的來源很多，如外來干擾、機械振動、電路設計不當、元器件選擇不當以及結(jié)構(gòu)布局或布線不合理等。在開關變換器中，功率三極管和二極管在開－關過程中所產(chǎn)生的射頻能量是干擾的主要來源之一。由于頻率較高，或以電磁能的形式直接向空間輻射（輻射干擾），或以干擾電流的形式沿著輸入、輸出導線傳送（傳導干擾），其中后者的危害更為嚴重。

    開關電源技術是一項綜合性技術，可以利用先進的半導體電路設計技術、磁性材料、電感元件技術以及開關器件技術等來有效地減少和抑制EMI。目前，開關電源已日益廣泛地應用到各種控制設備、通信設備以及家用電器中，其電磁干擾問題、及與其它電子設備的電磁兼容問題已日益成為人們關注的熱點，未來電磁干擾及其相關問題必將得到更多的研究。